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    一種次級側同步整流控制電路，包括一反向放大器(inverted amplifier)、一第一比較器與一驅動單元。其中，反向放大器具有一輸入端，接收來自一同步整流電晶體之一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號。第一比較器，接收反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號。驅動單元，接收第一比較信號，並依據第一比較信號產生一驅動信號控制同步整流電晶體之導通狀態。
    公开号:TW201318318A
    申请号:TW100137609
    申请日:2011-10-18
    公开日:2013-05-01
    发明作者:Ta-Ching Hsu
    申请人:Niko Semiconductor Co Ltd；
    IPC主号:H02M1-00
    专利说明:
    次級側同步整流控制電路及具有此次級側同步整流控制電路之交換式轉換器
    本發明係關於一種次級側同步整流控制電路及其控制方法，尤其是一種具有反向放大器之次級側同步整流控制電路及其控制方法。
    第1圖係一典型返馳式轉換電路之應用電路圖。如圖中所示，此返馳式轉換電路具有一變壓器(transformer)T、一初級側開關Q1、一脈寬調變控制器10、一次級側同步整流開關Q2、一次級側同步整流控制電路20。脈寬調變控制器10係依據來自變壓器T之次級側的回授信號，產生驅動信號Vgs1控制初級側開關Q1之導通週期。次級側同步整流控制電路20係偵測次級側同步整流開關Q2之汲源極電位Vds2，以控制次級側同步整流開關Q2之導通週期。
    第1A圖係第1圖之次級側同步整流控制電路20之應用電路圖。第2圖係對應於第1與1A圖之作動信號波形圖。如第1A圖所示，此次級側同步整流控制電路20具有一比較器22與一驅動單元24。比較器22之一輸入端係偵測同步整流開關之汲源極電位，另一輸入端係接收一參考電位Vr，以產生控制信號控制次級側同步整流開關Q2之導通週期。
    一般而言，應用於同步整流操作之功率電晶體之導通電阻RDS(on)非常低，通常僅在數mΩ到數十mΩ之間。因此，在次級側導通期間，電流流經次級側同步整流開關Q2所造成之汲源極電壓Vds2非常低，再加上比較器之輸入端偏差電壓(input offset voltage)的影響，常常會使驅動訊號Vgs2關閉時間點產生不小的偏差。驅動訊號Vgs2關閉時間點過早，次級側同步整流開關Q2過早關閉影響效率表現。驅動訊號Vgs2關閉時間點太晚，次級側同步整流開關Q2會產生倒灌電流，而產生異常之突波(SPIKE)電壓與額外之功耗損失。倘若突波電壓超過次級側同步整流開關Q2之設計規格，更可能造成次級側同步整流開關Q2擊穿損傷。
    有鑑於此，本發明將同步整流電晶體之汲源極電壓經一反相放大器反相放大後，再連接一比較器產生驅動訊號，可降低驅動訊號關閉時間點之偏差，改善偏差過大所造成之缺陷。
    本發明提供一種次級側同步整流控制電路。此次級側同步整流控制電路具有一反向放大器(inverted amplifier)、一第一比較器與一驅動單元。其中，反向放大器具有一輸入端接收來自一同步整流電晶體之一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號。第一比較器接收反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號。驅動單元接收第一比較信號，並依據第一比較信號產生一驅動信號控制同步整流電晶體之導通狀態。
    本發明並提供一種交換式轉換器。此交換式轉換器具有一變壓器、一初級側開關、一脈寬調變控制器、一次級側同步整流開關與前揭次級側同步整流控制電路。其中，變壓器具有一初級側線圈與一次級側線圈。初級側開關係耦接至初級側線圈。脈寬調變控制器係用以控制初級側開關之導通週期。次級側同步整流開關係耦接至次級側線圈。次級側同步整流控制電路則是用以控制次級側同步整流開關之導通狀態。
    關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
    第3圖係本發明次級側同步整流控制電路120一實施例之應用電路圖。此次級側同步整流控制電路可適用於交換式轉換器，如返馳式轉換器、順向式轉換器等。轉換器之初級側開關的導通週期可透過偵測轉換器之輸出電壓進行回授控制。本實施例之次級側同步整流控制電路120則是透過偵測次級側同步整流電晶體Q2之汲源極電壓(Vds)變化，以控制其導通週期。
    如圖中所示，此次級側同步整流控制電路120具有一反向放大器(inverted amplifier)122、一第一比較器123與一驅動單元124。反向放大器122之輸入端係偵測次級側同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2，以輸出一反向放大信號Vamp。第一比較器123係接收反向放大信號Vamp與一第一參考電壓Vr1，以輸出一第一比較信號Vcom1。就一實施例而言，此第一參考電壓Vr1之電位高低係正相關於供應此次級側同步整流控制電路120運作所需電能之一電源供應電壓VCC。舉例來說，若是電源供應電壓VCC係一直流電壓，第一參考電壓Vr1之準位會維持在一固定之電壓準位，若是電源供應電壓VCC係一固定週期之方波電壓，例如擷取自變壓器之次級側線圈的電壓信號，第一參考電壓Vr1之準位則會配合此方波電壓之週期變化，於一高準位與一低準位之間切換。驅動單元124係接收第一比較信號Vcom1，並依據第一比較信號Vcom1產生一驅動信號Vgs2控制次級側同步整流電晶體Q2之導通狀態。
    第4圖係本發明次級側同步整流控制電路220另一實施例之應用電路圖。相較於第3圖之實施例，本實施例之次級側同步整流控制電路220增加一保護電晶體Qh，防止同步整流電晶體Q2之汲極電壓突然升高而損害反向放大器122及其後續連接之電路。此保護電晶體Qh之一端係耦接同步整流電晶體Q2之汲極，另一端係耦接反向放大器122之輸入端，並且，保護電晶體Qh之閘極係接收電源供應電壓VCC。若是同步整流電晶體Q2之汲極電壓超過電源供應電壓VCC，保護電晶體Qh隨即關斷，以防止高壓損害反向放大器122及其後續連接之控制電路。亦即，本實施例之次級側同步整流控制電路220僅需使用耐高壓之保護電晶體Qh，其他部分之電路則可使用成本較為低廉之低壓元件，因而有助於降低成本。
    第5圖係本發明驅動單元一實施例之應用電路圖。第5A圖則是對應於採用此驅動單元之次級側同步整流控制電路之作動波形圖。如圖中所示，此驅動單元300係由一控制信號產生電路320與一驅動級340所構成。控制信號產生電路320係接收反向放大信號Vamp與第一比較信號Vcom1，以產生一控制信號Vc。此控制信號Vc係透過一反向器輸入驅動級340，以產生驅動信號Vgs2。
    前揭控制信號產生電路320具有一第一開關SW1與一第二開關SW2。第二開關SW2係耦接於電源供應端與反向放大器122之輸出端之間，第一開關SW1係耦接於電源供應端與接地端之間，此二個開關SW1,SW2之汲極相接，並於此接點輸出控制信號Vc。第一開關SW1與第二開關SW2之導通週期，係由第一比較信號Vcom1同步控制。
    在本實施例中，電源供應端所提供之電源供應電壓VCC係一方波電壓。就一較佳實施例而言，此電源供應電壓可直接擷取自變壓器之次級側線圈。如第5A圖所示，在初級側導通週期中，同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2處於高電位，反向放大器122係輸出低電位之反向放大信號Vamp。此時，反向放大信號Vamp之電位低於第一參考電壓Vr1，第一比較器123輸出高電位之第一比較信號Vcom1。
    隨後，在進入次級側導通週期之初，同步整流電晶體Q2開始導通，變壓器之次級側線圈開始放電。此時，同步整流電晶體之汲源極電壓Vds2反轉為負，此電壓隨著時間經過逐漸趨近於零。同時，次級側電流Id2亦隨著時間經過逐漸降低。
    前揭負電位之汲源極電壓Vds2經反向放大器124反向放大後，產生正電位之反向放大信號Vamp。此反向放大信號Vamp之變化趨勢與同步整流電晶體之汲源極電壓Vds2相反。此時，反向放大信號Vamp之電位高於第一參考電壓Vr1，第一比較器123輸出低電位之第一比較信號Vcom1關斷第一開關SW1與第二開關SW2係被關斷，致使控制信號Vc切換至高電位狀態。此控制信號Vc經反向器轉換為低電位信號輸入至驅動級340，以產生高電位之驅動信號Vgs2導通次級側同步整流電晶體Q2。
    隨後，當反向放大信號Vamp之電位下降至低於第一參考電壓Vr1時，第一比較器123隨即輸出高電位之第一比較信號Vcom1導通第一開關SW1與第二開關SW2導通，使控制信號Vc切換至低電位狀態。此控制信號Vc經反向器轉換為高電位信號輸入至驅動級，以產生低電位之驅動信號Vgs2停止導通次級側同步整流電晶體Q2。
    第6圖係本發明驅動單元另一實施例之應用電路圖。第6A圖則是對應於採用此驅動單元之次級側同步整流控制電路之作動波形圖。如圖中所示，此驅動單元400具有一控制信號產生電路420與一驅動級440所構成。其中，控制信號產生電路420係接收反向放大信號Vamp與第一比較信號Vcom1，以產生一控制信號Vc。此控制信號Vc係透過一反向器輸入驅動級440，以產生驅動信號Vgs2。
    控制信號產生電路420具有一第二比較器422、一第一SR正反器424與一尖峰波形消除電路430。其中，第二比較器422係接收反向放大信號Vamp與一第二參考電壓Vr2，以輸出一第二比較信號Vcom2。第一SR正反器424係依據第一比較信號Vcom1與第二比較信號Vcom2，以產生控制信號Vc。尖峰波形消除電路430具有一延遲單元436。此延遲單元436依據第一比較信號Vcom1產生一延遲信號Vde，以消除第二比較信號Vcom2上在同步整流電晶體Q2關斷瞬間所產生之尖峰波形(請同時參照第6A圖)。
    在本實施例中，電源供應端所提供之電源供應電壓VDC係一直流電壓，而非如第5圖之實施例之方波電壓。在初級側導通週期中，同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2處於高電位，反向放大器122輸出低電位之反向放大信號Vamp。此時，反向放大信號Vamp之電位低於第一參考電壓Vr1，第一比較器123輸出高電位之第一比較信號Vcom1。
    隨後，在進入次級側導通週期之初，變壓器之次級側線圈開始放電。此時，同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2反轉為負，此電壓隨著時間經過逐漸趨近於零。同時，次級側電流Id2亦隨著時間經過逐漸降低。在同步整流電晶體關斷Q2時，次級側電流Id2尚未下降至零。此時，次級側電流Id2係流經同步整流電晶體Q2之本體二極體(body diode)，而導致同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2突然增大，而產生一尖峰波形。
    前揭汲源極電壓Vds2經反向放大器122放大後所產生之反向放大信號Vamp，其變化趨勢與同步整流電晶體之汲源極電壓Vds2相反。亦即，在次級側導通週期之初，反向放大信號Vamp係為高電位並且隨著時間經過逐漸下降，而在同步整流電晶體關斷Q2時，反向放大信號Vamp亦會產生一相對應之尖峰波形。依此，相較於第5A圖之實施例，本實施例之第一比較器123所產生之第一比較信號Vcom1在對應於同步整流電晶體Q2關斷但二次側電流尚未歸零之時間內，產生一額外之脈波。此脈波之存在會導致同步整流控制產生錯誤。
    為了解決此問題，本實施例係利用尖峰波形消除電路430消除尖峰波形對於控制信號Vc的影響。如第6圖所示，此尖峰波形消除電路430具有一第一及閘432、一第二SR正反器434、一延遲單元436與一第二及閘438。其中，第一及閘432係接收第二比較信號Vcom2與延遲單元436輸出之延遲信號Vde，以產生一第一輸出信號Vo1。第二SR正反器434係接收第一比較信號Vcom1與第一輸出信號Vo1，以產生互補之第二輸出信號Vo2與第三輸出信號Vo3。延遲單元436係接收第二輸出信號Vo2，以產生延遲信號Vde。第二及閘438係接收第二比較信號Vcom2與第三輸出信號Vo3，以產生一第四輸出信號Vo4。前揭第一SR正反器424係接收第一比較信號Vcom1與第四輸出信號Vo4，以產生控制信號Vc。此控制信號Vc再透過一反向器輸入驅動級440，以產生驅動信號Vgs2控制同步整流電晶體Q2之導通與關斷。
    請同時參照第6A圖，在初級側導通週期中，同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2處於高電位，反向放大器122係輸出低電位之反向放大信號Vamp。此時，反向放大信號Vamp之電位低於第一參考電壓Vr1，第一比較器123輸出高電位之第一比較信號Vcom1。此外，反向放大信號Vamp之電位亦低於第二參考電壓Vr2，第二比較器422輸出低電位之第二比較信號Vcom2。在第一比較信號Vcom1為高電位，第二比較信號Vcom2為低電位時，第一SR正反器424輸出低電位之控制信號Vc。此控制信號Vc經反向器輸入驅動級440，產生低電位之驅動信號Vgs2。
    在進入次級側導通週期之初，變壓器之次級側線圈開始放電。此時，同步整流電晶體Q2之汲源極電壓Vds2反轉為負。反向放大信號Vamp之電位高於第一參考電壓Vr1，第一比較器123輸出低電位之第一比較信號Vcom1。反向放大信號Vamp之電位亦高於第二參考電壓Vr2，第二比較器422輸出高電位之第二比較信號Vcom2。第一及閘432輸出高準位之第一輸出信號Vo1至第二SR正反器434之重置端R，使第二SR正反器434之負輸出端QB輸出高準位之第三輸出信號Vo3至第二及閘438。第二及閘438接收高準位之第三輸出信號Vo3與高準位之第二比較信號Vcom2，輸出高準位之第四輸出信號Vo4至第一SR正反器424之設定端S，使第一SR正反器424之正輸出端Q輸出高準位之控制信號Vc。
    反向放大信號Vamp之電位隨著時間經過逐漸降低，在時點t2時，反向放大信號Vamp之電位低於第二參考電壓Vr2。此時，第二比較信號Vcom2由原本之高準位切換至低準位，不過，第一比較信號Vcom1仍然維持原本之低準位。因此，第二及閘438產生之第四輸出信號Vo4係由高準位切換至低準位。第一SR正反器424所輸出之控制信號Vc之準位並未改變。
    隨後，在時點t3時，反向放大信號Vamp之電位下降至低於第一參考電壓Vr1。此時，第一比較信號Vcom1由原本之低準位切換至高準位，致使第一SR正反器424所輸出之控制信號Vc之準位由原本之高準位切換至低準位。同時，高準位之第一比較信號Vcom1輸入第二SR正反器434之設定端S，致使第二SR正反器434之正輸出端Q產生高準位之第二輸出信號Vo2。延遲電路436接收此高準位之第二輸出信號Vo2，並延遲此高準位第二輸出信號Vo2一預設時間，以產生一延遲信號Vde輸出至第一及閘432。
    接下來，在對應於同步整流電晶體Q2關斷但二次側電流尚未歸零之時候，反向放大信號Vamp產生一尖峰波形，其電位突然升高超過第一參考電壓Vr1與第二參考電壓Vr2，此時，第一比較信號Vcom1由原本之高準位切換至低準位，第二比較信號Vcom2由原本之低準位切換至高準位。第一及閘432係依據高準位之第二比較信號Vcom2與來自延遲電路436之延遲信號Vde，決定所輸出之第一輸出信號Vol之準位。
    透過適當設定延遲電路436之延遲時間，可確保在對應於反向放大信號Vamp之尖峰波形的時間內(亦即第二比較信號Vcom2處於高準位之時間內)，延遲信號Vde維持在低準位。因此，第一及閘432會持續輸出低準位之第一輸出信號Vol至第二SR正反器434之重置端R，避免第二SR正反器434之負輸出端QB輸出高準位信號，以確保控制信號Vc維持原本的低準位狀態。
    本發明所提供之同步整流控制電路，可以準確偵測同步整流開關之汲源極電位變化，以降低驅動訊號關閉時間點之偏差。藉此，即可避免驅動訊號關閉時間點過早所導致之低效率問題，以及驅動訊號關閉時間點太晚所導致之異常突波電壓與功耗損失。
    惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。
    120．．．次級側同步整流控制電路
    122．．．反向放大器
    123．．．第一比較器
    124．．．驅動單元
    Q2．．．次級側同步整流電晶體
    VCC．．．電源供應電壓
    Vamp．．．反向放大信號
    Vr1．．．第一參考電壓
    Vcom1．．．第一比較信號
    Vgs2．．．驅動信號
    Vd．．．汲極電壓
    Vs．．．源極電壓
    220．．．次級側同步整流控制電路
    Qh．．．保護電晶體
    Q2．．．同步整流電晶體
    300．．．驅動單元
    320．．．控制信號產生電路
    340．．．驅動級
    Vamp．．．反向放大信號
    Vcom1．．．第一比較信號
    Vc．．．控制信號
    Vgs2．．．驅動信號
    SW1．．．第一開關
    SW2．．．第二開關
    Vds2．．．汲源極電壓
    Id2．．．次級側電流
    400．．．驅動單元
    420．．．控制信號產生電路
    422．．．第二比較器
    424．．．第一SR正反器
    430．．．尖峰波形消除電路
    432．．．第一及閘
    434．．．第二SR正反器
    436．．．延遲單元
    438．．．第二及閘
    440．．．驅動級
    Vr2．．．第二參考電壓
    Vcom2．．．第二比較信號
    Vde．．．延遲信號
    Id2．．．次級側電流
    Vo1．．．第一輸出信號
    Vo2．．．第二輸出信號
    Vo3．．．第三輸出信號
    Vo4．．．第四輸出信號
    第1圖係一典型返馳式轉換電路之應用電路圖。
    第1A圖係第1圖之次級側同步整流控制電路之應用電路圖。
    第2圖係對應於第1與1A圖之作動信號波形圖。
    第3圖係本發明次級側同步整流控制電路一實施例之應用電路圖。
    第4圖係本發明次級側同步整流控制電路另一實施例之應用電路圖。
    第5圖係本發明驅動單元一實施例之應用電路圖。
    第5A圖則是對應於第5圖之驅動單元之次級側同步整流控制電路之作動波形圖。
    第6圖係本發明驅動單元另一實施例之應用電路圖。
    第6A圖則是對應於第6圖之驅動單元之次級側同步整流控制電路之作動波形圖。
    120．．．次級側同步整流控制電路
    Q2．．．次級側同步整流電晶體
    123．．．第一比較器
    124．．．驅動單元
    122．．．反向放大器
    VCC．．．電源供應電壓
    Vamp．．．反向放大信號
    Vr1．．．第一參考電壓
    Vcom1．．．第一比較信號
    Vgs2．．．驅動信號
    权利要求:
    Claims (16)
    [1] 一種次級側同步整流控制電路，包括：一反向放大器(inverted amplifier)，具有一輸入端接收來自一同步整流電晶體之一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號；一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及一驅動單元，接收該第一比較信號，並依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流電晶體之導通狀態。
    [2] 如申請專利範圍第1項之次級側同步整流控制電路，更包括一保護電晶體，該保護電晶體之一端係耦接該同步整流電晶體之汲極，另一端係耦接該反向放大器之該輸入端，該保護電晶體之一閘極係耦接一電源供應端，以接收一電源供應電壓。
    [3] 如申請專利範圍第2項之次級側同步整流控制電路，其中，該驅動單元係耦接至該電源供應端以接收一直流電壓。
    [4] 如申請專利範圍第2項之次級側同步整流控制電路，其中，該驅動單元係耦接至該電源供應端以接收一次級側方波電壓。
    [5] 如申請專利範圍第4項之次級側同步整流控制電路，其中，該第一參考電壓係依據該次級側方波電壓於一高準位與一低準位間進行切換。
    [6] 如申請專利範圍第3項之次級側同步整流控制電路，其中，該驅動單元包括：一第二比較器，接收該反向放大信號與一第二參考電壓，以輸出一第二比較信號；一第一SR正反器，依據該第一比較信號與該第二比較信號，以產生該驅動信號；以及一尖峰波形消除電路，具有一延遲單元，該延遲單元依據該第一比較信號產生一延遲信號，以消除該第二比較信號上因該同步整流電晶體關斷瞬間所產生之尖峰波形。
    [7] 如申請專利範圍第6項之次級側同步整流控制電路，其中，該尖峰波形消除電路包括：一第一及閘，接收該第二比較信號與該延遲信號，以產生一第一輸出信號；一第二SR正反器，接收該第一比較信號與該第一輸出信號，以產生互補之一第二輸出信號與一第三輸出信號；該延遲單元，接收該第二輸出信號，以產生該延遲信號；以及一第二及閘，接收該第二比較信號與該第三輸出信號，以產生一第四輸出信號，該第一SR正反器係接收該第一比較信號與該第四輸出信號，以產生該驅動信號。
    [8] 如申請專利範圍第4項之次級側同步整流控制電路，其中，其中，該驅動單元包括一第一開關，該第一開關係耦接至該電源供應端，以將該第一比較信號轉換為與該第一比較信號時序相同或互補之該驅動信號。
    [9] 一種交換式轉換器，包括：一變壓器，具有一初級側線圈與一次級側線圈；一初級側開關，耦接至該初級側線圈；一脈寬調變控制器，用以控制該初級側開關之導通週期；一同步整流電晶體，耦接至該次級側線圈；以及一次級側同步整流控制電路，包括：一反向放大器(inverted amplifier)，具有一輸入端接收來自該同步整流電晶體之一汲源極電壓信號，以輸出一反向放大信號；一第一比較器，接收該反向放大信號與一第一參考電壓，以輸出一第一比較信號；以及一驅動單元，接收該第一比較信號，並依據該第一比較信號產生一驅動信號控制該同步整流電晶體之導通狀態。
    [10] 如申請專利範圍第9項之交換式轉換器，更包括一高壓保護電晶體，該高壓保護電晶體之一汲極係連接該同步整流電晶體之汲極，該高壓保護電晶體之一源極係耦接該反向放大器之該輸入端，該高壓保護電晶體之一閘極係耦接至一電源供應端，以接收一電源供應電壓。
    [11] 如申請專利範圍第10項之交換式轉換器，其中，該電源供應端係該變壓器之該次級側線圈之一端。
    [12] 如申請專利範圍第10項之交換式轉換器，其中，該驅動單元係耦接至該電源供應端以接收一直流電壓。
    [13] 如申請專利範圍第10項之交換式轉換器，其中，該驅動單元係耦接至該電源供應端以接收一次級側方波電壓。
    [14] 如申請專利範圍第12項之交換式轉換器，其中，該驅動單元包括：一第二比較器，接收該反向放大信號與一第二參考電壓，以輸出一第二比較信號；一第一SR正反器，依據該第一比較信號與該第二比較信號，以產生該驅動信號；以及一尖峰波形消除電路，具有一延遲單元，該延遲單元依據該第一比較信號產生一延遲信號，以消除該第二比較信號上因該次級側同步整流電晶體關斷瞬間所產生之尖峰波形。
    [15] 如申請專利範圍第14項之交換式轉換器，其中，該尖峰波形消除電路包括：一第一及閘，接收該第二比較信號與該延遲信號，以產生一第一輸出信號；一第二SR正反器，接收該第一比較信號與該第一輸出信號，以產生互補之一第二輸出信號與一第三輸出信號；該延遲單元，接收該第二輸出信號，以產生該延遲信號；以及一第二及閘，接收該第二比較信號與該第三輸出信號，以產生一第四輸出信號，該第一SR正反器係接收該第一比較信號與該第四輸出信號，以產生該驅動信號。
    [16] 如申請專利範圍第13項之交換式轉換器，其中，該驅動單元包括一第一開關，該第一開關係耦接至該電源供應端，以將該第一比較信號轉換為與該第一比較信號時序相同或互補之該驅動信號。
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